目前高頻高效的DCDC變換器的應用越來越廣泛。通常在滿輸出負載時，DCDC變換器工作于CCM即連續電流模式。但是，當系統的輸出負載從滿載到輕載然後到空載變化的過程中，系統的工作模式也會發生相應的改變。

　　下面以降壓型Buck變換器為例說明DCDC變換器輕載時的工作模式。降壓型Buck變換器在輕載有三種工作模式：突發模式、跳脈沖模式和強迫連續模式。下面将詳細的闡述了這三種模式的工作作原理及其它們的優點及缺點。在實際的應用中，應該根據系統對輸出紋波和效率的具體要求來選取相應的工作模式。

　　1 跳脈沖模式

　　對于恒定頻率的常規的非同步Buck控制器，通常電感的電流工作于CCM連續電流模式，電感的平均電流即為輸出的負載電流。當負載電流降低時，電感的平均電流也将降低；當負載電流降低時一定值，變換器進入臨界電流模式。此時，若負載電流進一步的降低，電感的電流回到0後，開關周期還沒有結束，由于二極管的反向阻斷作用，電感的電流在0值處保持一段時間，然後開關周期結束，進入下一個開在周期，此時變換器為完全的非連續電流模式。

　　圖1：跳脈沖模式

　　跳脈沖模式可以在最寬的輸入電流範圍内提供恒定頻率的不連續電流操作，防止反向電感器的電流。由于控制器允許調節器跳掉一些不需要的脈沖，相比于連續模式操作，提高輕載的效率，但其輕載的工作效率不如突發模式操作，其輕載的輸出紋波不如連續模式操作。跳脈沖模式的确提供了一種工作效率和噪聲的折衷方案。

　　2 突發工作模式

　　Buck突發模式的原理圖見圖2所示。VFB為輸出電壓反饋腳，VEA為電壓誤差放大器，VREF為參考電壓，突發工作模式比較器上限電壓和下限電壓為VH和VL，通過檢測ITH管腳電壓VC來檢測輸出負載的變化。

　　正常工作時，系統不會進入突發工作模式，突發工作模式比較器不工作，當輸出負載降低時，輸出電壓将提高，VFB相應的也提高，由于VEA為負反饋，因此VC随之降低。當輸出負載降低到一定的值時，系統進入到輕載模式後，突發工作模式比較器開始工作，接管對ITH管腳電壓VC的控制，突發工作模式比較器的輸出信号使控制電路将高端MOSFET的輸出驅動關斷，高端MOSFET停止開關操作，此時輸入不再向輸出端傳輸能量，輸出的大電容将維持低的輸出負載，因此輸出電壓慢慢的降低，VFB相應的也降低，VC随之提高。

　　輸出電壓繼續的降低，VFB的電壓相應的也繼續的降低，VC随之繼續提高。經過一段長的時間後，VC電壓将增加到等于VH，突發工作模式比較器輸出信号翻轉，控制電路使能高端MOSFET的驅動輸出信号，高端MOSFET進入開關操作，系統進入正常的PWM操作，由于輸入的能量大于輸出負載所消耗的能量，因此輸出電壓将随之提高。

　　當輸出電壓提高到一定值時，VC電壓降低，VC電壓降低到VL時L，突發工作模式比較器輸出又一次的翻轉，重新關斷高端MOSFET的驅動信号，系統再一次停止工作。如此反複，這種工作模式即為突發工作模式。

　　突發模式比較器控制高端開關管工作，高端開關管工作的時間很短，停止工作的時間很長，極大的降低了開關損耗，在此期間，芯片内部的許多功能停止工作，減小内部靜态電流的消耗，因此提高系統的效率。

　　另一方面由于高端開關管停止工作的時間很長，輸出電容将維持輸出的負載的能量，輸出電容的電壓降低幅度較大，因此輸出電容的紋波電壓大，即輸出的紋波電壓大。突發工作模式比較器的上下門限電壓決定了輸出電壓紋波值。

　　圖2：突發模式

　　這種模式和滞回電壓模式有點類似，但不同的是，這種模式通過内部的檢測确定輸出負載的變化，從而決定系統是否進入輕載的突發模式。在突發模式中，比較器輸出信号翻轉系統進入正常工作時，系統為正常的定頻PWM工作，高端MOSFET進入正常的PWM工作，此時系統工作在連續PWM模式或斷續與連續PWM并存的模式，能量很快的向輸出傳送，隻要工作幾個周期後便停止工作。

　　3 強迫連續模式

　　強迫連續模式主要針對于同步Buck變換器，在正常工作時，強迫連續模式和跳脈沖模式一樣都工作于CCM模式。當輸出負載降低并降低到一定的值時，如前所述，跳脈沖模式将由CCM進入DCM模式，在電感的電流為0時續流二極管将自然關斷并維持關斷的狀态直到進入下一個開在周期。

　　對于強迫連續模式，在電感的電流為0，由于同步開關管仍然導通，因此輸出的電容電壓将反向加在電感上從而對電感反向激磁，電感的電流将從0反向增加到一定值，然後同步管關斷，主開關管導通，輸入電壓加在電感上，電感兩端的電壓為正電壓，電感的電流将從一定負值正向增加，在過0後繼續正向增加到一定值,這也是所謂的輸出電流倒灌現象。

　　圖3：強迫連續模式

　　主開關管和同步開關管在每個開關周期都在工作，因此開關的功耗大，系統的效率極低。低輸出負載條件下，在每個開關周期，高端的主開關導通時，從輸入端向輸出負載傳輸的能量大于實際負載所需要的能量，因此必須依靠同步開關管的導通，使輸出電壓對電感反向激磁，從而将多餘部分的能量儲存在電感中，以維持輸出的調節。這部分的能量隻是在電感中來回的交換，并沒有消耗在實際的負載中。由于電感有磁損耗（磁芯中的功率損耗）和銅損耗（導線電阻的損耗）能量，因此也進一步的降低的效率。然而也正是因為主開關管和同步開關管在每個開關周期都在工作，即使在輕負載的條件下，在每個開關周期，輸入和輸出的能量能夠得到平移，因此輸出電壓的紋波也最小。

　　這種效率最低的操作模式适合于一些特定的應用。在該模式中，輸出可以供電流也可以吸收電流，因此可以應用于DDR存儲器的供電。另外，在一些通訊系統中，即使是在輕負載的條件下仍然需要低的輸出電壓紋波，因此也必須使用此種工作模式，而效率并不是主要的考慮因素。輸出紋波電壓和頻率在整個負載變化範圍内恒定，容易濾除噪聲，适合于通訊等要求幹擾噪聲低的應用。在強制連續模式操作中輸出電流倒灌，然後處于開關管死區時間，電感的電流對輸入電容充電，其電壓提升，設計時要校核實際的輸入電壓最大值，使其小于相關元件的額定值。

　　4 三種模式的結果比較

　　設計輸入電壓為3.3V，輸出電壓為2.5V的同步Buck變換器，輸出滿負載電流為Io=1.25A，輕載電流Io=50mA，工作的頻率為1MHz，電感值L=2.2uH，輸出電容選取22uF陶瓷電容。

　　從圖4可見，在50mA的輕載輸出電流下，系統工作于跳脈沖模式時電感的電流為DCM模式，每個開關周期電感的電流過0并保持一段時間後才進入下一個開關周期；系統工作于突發模式時，主開關管停止開關操作的間歇時間為9uS，然後再開關操作3uS，輸出的電壓紋波峰峰值高達20mV；系統工作于強迫連續模式時，電感的電流過0後繼續反向增加到-100mA，然後從-100mA正向增加，過0後繼續正向增加到最大值。輸出的紋波很小，明顯的，電感的環流将影響系統的效率。

　　(a)跳脈沖模式 (b)突發模式 (c)強迫連續模式

　　圖4：輕載三種工作模式波形

　　（Vin=3.3V, Vo=2.5V, Io=50mA）

　　從圖5可以看到三種模式輕載時的效率和輸出電壓的紋波比較，在三種模式中，突發模式具有最高的輕載效率和最大的輸出電壓紋波，強迫連續模式具有最低的輕載效率和最小的輸出電壓紋波，跳脈沖模式則介于二者之間。

　　(a)三種模式效率比較 (b)三種模式輸出紋波比較

　　圖5：輕載三種模式效率和輸出紋波

　　參考文獻：LTC3411數據表

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