看了網上的大師，以及仙童的LLC計算權威幾篇文章，看完之後還是有很多點理解不透，在這裡我想通過這幾遍文章自己講解，加深自己對LLC的理解，我想很多想學LLC的兄弟們剛開始也有跟我一樣的心情吧

自己也做了一款L6563 L6599的200W電源，調試已完成，會通過實測波形結合自己的講解。

歡迎新手探讨，高手吐槽，我已準備好

首先要知道為什麼要用LLC，因為我們普通的拓補，開關管在開通與關斷是沒有辦法在瞬間完成的，這就有了所謂的開通損耗和關斷損耗，看下面圖，應該更形象

圖1

圖2

大家從下面的波形能看出什麼，剛開始看的時候我覺得這個我都有點費勁，看了半天。

第一個波形是諧振波形

第二個波形是MOS管電流波形

第三個是MOS管DS波形

從MOS管DS波形和MOS管電流波形可以看到，MOS管開通的時候，此時MOS管的電流還是在負半軸，這說明了MOS管的電壓超前電流，所以諧振網絡應該呈現感性

圖3

對于上面的2個諧振頻率可以這樣理解：

帶載時，LP兩端的電壓被嵌位，此時諧振頻率

空載時（當然後面會講到死去區間也一樣），LP兩端的電壓沒被嵌位，此時諧振頻率

現在來講講諧振網絡的工作過程，要想諧振網絡呈感性，那麼開關頻率必須大于諧振頻率，這樣就有三種可能，fs=fr,fs>fr,fr2<fs<fr.第一種情況是最好理解的，我們就先講fs=fr時各個點的波形

下面兩個圖都是fs=fr的時候，第一幅圖清晰點，但沒有标注時間點，死區時間也沒有标出，第二附圖有點不清晰，分析還是按照第二幅圖來。（我把勵磁電感電流從上到下定為正向，從下到上定為負向）

圖4

圖5

從圖上可以看到在t0時刻，此時Q2仍然是導通的，從圖上可以看出諧振電流仍然大于勵磁電流，諧振電流繼續對勵磁電流充電，勵磁電流線性上升（我把勵磁電流從上到下定為正，從下到上定為負）

那麼此時副邊到底是那個二極管導通呢，我相信剛開始接觸LLC的朋友估計會有點糾結，我自己是這樣判斷的，（假如Q1導通，Q2截止，那麼此時勵磁電感肯定是上正下負）但此時是Q1截止，Q2導通，根據法拉第定律，此時應該是勵磁電感是上負下正，再根據相位來判斷 ，很顯然這個時候應該是D2導通。圖箭頭标注的是諧振電流的流向

圖6

到t1時刻，諧振電流=勵磁電流，此時勵磁電感沒有變化的電流，所以副邊沒有感應電流流過，此時諧振電流同時給COSS2充電，對COSS1放電（也可以說對COSS1反向充電）COSS1充滿後，體二極管導通，此時開通Q1就可以實現ZVS（這裡面把體二極管的壓降忽略不計）

圖7

下圖是FS=fr

黃色是半橋中點的電壓波形

紫色是下管的驅動波形

藍色是諧振電流的波形

從波形可以看到，黃色開通之前，紫色波形是處于負半軸上，之前說過，勵磁電流從上到下為正，從下到上為負，那麼諧振電流在上管開通之前的方向應該是S-D

圖8

Q1導通後，勵磁電感極性變成上正下負，那麼很顯然此時次級時D1在導通。

Q1剛導通時，諧振電流在負半軸開始減少，此時的諧振電流方向仍然是從S-D，看圖1

到T2時刻，諧振電流方向開始變化，由S-D變成D-S，看圖2

圖9

圖10

t2-t3期間，諧振電流正向對勵磁電流充電，在T3時刻，Q1關斷，因為FR=FS的關系，此時諧振電流剛好下降到等于勵磁電流，那麼勵磁電感沒有變化的電流，次級也就沒有感應電流，此時也就是所謂的死區時間（指t3-t4期間），但諧振電流的方向仍然是正向由D-S，（建議結合圖5看，比較容易懂）見圖1

在死區時間，諧振電流對coss1，coss2充電，由于諧振電流的方向,所以coss2很快被充滿電，Q2體二極管導通，此時開通Q2，也就是t4時刻，見圖2

圖11

圖12

Q2導通之後，在t4-t5區間諧振電流與勵磁電流正向減少，此時電流方向仍然為正，很顯然，副邊感應電流的方向可以讓D2導通，見圖1

在t5時刻，諧振電流正向減少到0，之後開始負向增加，諧振電流又對勵磁電流開始充電，勵磁電流線性增加（負向），t5-t6時刻諧振電流的方向為負，見圖2（圖中2中大家會對次級時那個二極管導通又疑惑嗎？我剛開始看的時候就有，我以為此時應該是D1導通，很迷茫，後來才明白，對于怎麼判斷是那個二極管導通，最好的辦法是之前講過，Q1導通的時候勵磁電感是上正下負，Q2導通的時候勵磁電感是上負下正，這樣就好分析了）

圖13

圖14

現在來講講fs>fr的情況，大部分跟fs=fr的情況，主要講講不同之處

不同之處主要在t3時刻，由于fs>fr，諧振周期大于開關周期，t3時刻Q1關斷，但此時諧振電流仍然大于勵磁電流，諧振電流迅速對勵磁電流充電。在諧振電流下降到勵磁電流之前，副邊仍然有電流流過，勵磁電感仍然被嵌位。諧振電感兩端的電壓是VC-NVO,那電流的下降斜率就是（VC-NVO)/Lr。見圖

圖15

接下來講講fr2<fs<fr，也主要講講在t3時刻的不同之處

由于fr2<fs<fr，諧振周期小于開關周期，在t3時刻諧振電流等于勵磁電流，副邊也就沒有電流流過，勵磁電感沒有被嵌位，此時Q1還處于導通狀态，LR,CR,LM共同諧振，那麼根據公式1/2π√(LR LM)*CR可知，相對fr而言此時的諧振頻率比較低，那麼此時的諧振周期就很大，所以在t3-t4期間可以近似的認為是線性的變化。見圖

圖16

下圖是用FHA等效法來計算RAC的阻抗，公式有些地方也沒太懂，希望高手過來指點下

圖17

得到諧振槽的阻抗之後可以得到諧振電路的電壓增益M.

M=輸出電壓/輸入電壓=2nVO/VIN

式1

圖中的公式是怎麼得來的我也不清楚，所以也就沒法解釋了

式2

從電壓增益公式看來，當w=w0的時候,M=1，此時跟Q，m沒有關系，也就跟負載沒有關系了，這個點是我們要的，但實際設計中很難剛好到這個點，所以盡量要接近這個點

接下來根據上面的增益公式看下歸一化曲線。下圖是仙童的講說資料，後面有句話個人感覺有問題，不知道大家怎麼理解。

随着負載變輕，Q值下降，峰值增益頻率移向

fp靠近，峰值增益随之下降

此時峰值增益應該是上升才對，這裡不知道怎麼說是下降

圖18

現在結合下另外一張歸一化曲線圖分析下幾個參數之間的關系

對應于不同的Q值曲線，其曲線頂點的右側為ZVS區域，左側為ZCS區域。（這點我相信大家都能理解，是諧振網絡呈現感性還是容性的一個分界點，跟頻率有直接的關系）

圖19

看式1的增益公式M跟fn，m，Q有關系（fn=w/wo)

在這裡我們通常希望穩态時fn=1，此時M=1，此時隻有m,Q是變量，這個時候可以研究下m,Q之間的關系，下圖是m,Q的關系，圖中的k就是我們這裡的m

圖20

圖21

圖22

從圖中可以看出，m值越小，Q值越陡峭，要獲取相同增益時（譬如增益由1.2-1.1變化時，增益隻變化了0.1），越陡峭的Q值頻率變化越小，這個是大家設計電路時需要的結果，理論上講m值越小越好.

但大家知道m=LP/Lr,m值越小意味着LP越小，LP越小，電感電流會越大，這會嚴重影響開關管的導通損耗，進而影響電源的效率。所以這裡K值的選擇很重要，兩者要折中，一般大家的經驗是3-7之間。

這裡說句題外話，關于這個問題我請教過一個大師，他一般是這樣的，隻要在滿足增益的情況下Q值越大越好，此時m也就越大，理論上講效率越高（注意這裡的前提條件是滿足增益的情況下）

接下來引用一大師的講解

圖23

我相信很多人剛開始看這段話的時候不一定都能理解，至少我剛開始看得是比較朦胧的感覺，第一句話（當我們确定K值後，就可以得到一組Q值曲線。我們如何去理解這個Q值曲線呢？當我們的輸入和輸出電壓固定的時候，并且變壓器變比固定的時候，根據上面的公式，我們是可以得到一個固定的我們所需要的諧振槽路的增益M）要結合公式M=2N*VO/VIN來看就好理解了，輸入電壓跟輸出電壓固定，咋比固定，那麼增益自然就固定了。

接下來看他的第二句話，（當對應于某一個輸入電壓時，我們需要諧振槽路提供的增益為Mx）從公式上看，不同的輸入電壓諧振槽的增益也不同，在正常的輸入電壓範圍内，當對應任何一個輸入電壓的時候，此時諧振槽也會對應有一個增益MX，這個MX在這裡我們可以看成是一個定值。

第三句話，（我們可以在Q值曲線上畫一條Mx的直線，Mx這條直線和Q值曲線相交的點，就是LLC在不同負載下的工作點。 ）MX既然是定值，自然可以用一條直線畫出來，這條直線跟Q值曲線有很多相交點。在這裡為什麼會說相交的點事LLC在不同負載下的工作點呢？這也要結合公式Q=WO*LR/RAC來看，不同負載，RAC不一樣，Q值自然不一樣，那麼不同負載就對應着不同的Q值曲線，自然就跟MX有很多相交點了

第四句話，（從圖上我們可以看到，當負載增大時，Q值也增大，Q值曲線左移，Q值曲線與Mx相交點的頻率是降低的。因此我們可以看到當負載增加的時候，LLC的工作頻率是減小的。）這個應該好理解，Q=WO*LR/RAC，負載增大，RAC是減少的，Q值就增大了，我們要看Q值曲線的右邊，因為電路是工作在ZVS區域，看曲線右邊很明顯，Q值增大的話，Q值曲線是左移的，那麼MX與Q值相交點的頻率是降低的，結論就是負載增加，LLC工作頻率是降低的。這點很重要

第5句話，（從物理意義上來講，當負載阻抗Rac減小的時候，Lr與Cr構成的串聯諧振回路上的阻抗也要減小，以維持Rac上得到的分壓不變。隻有通過降低頻率才能使Lr和Cr構成的串聯阻抗減小。因此，當負載加重時，LLC的開關頻率是減小的；當負載減輕的時候，LLC的開關頻率是增大的。）這句話就相當于第4句話的白話文，RAC減少，也就是負載增加，因為RAC與LR是串聯的關系，那麼此時LR的阻抗應該也要減少，這樣RAC上的分壓才會不變，輸出才會穩定，那麼LR的阻抗減少的話，根據公式ZL=2*π*FR*LR,頻率肯定也要減少。因此，結論也是一樣，負載增加，頻率減少

還是繼續看圖23，當一個電路的輸入，輸出，負載，變比确定了的話，那麼LLC的工作頻率也就确定了。

從圖中也可以看出LLC的工作頻率點跟MX有很大的關系，當輸入，輸出，負載确定了的話，要想改變MX，唯一的辦法就隻有變比了（MX=2N*VO/VIN)

最後一點就是Q值的選取，這個積分資料裡面講解不太一樣，先看看一大師的講解，他是結合圖講解的，随意理解起來會方便一點

圖24

由增益公式可以知道，最大增益Mmax對應的是最小輸入電壓，所以最大增益是很好确定的，這個圖我自己加了标注，按照自己的理解講解下，Qmax是最大增益對應最小工作頻率的Q值，怎麼理解這句話呢，4是Qmax，看4曲線，在fmin處是在曲線的右邊，是ZVS處，再看1,2,3曲線，在fmin處是不是都工作在Q值曲線的左邊，是在ZCS區域了，所以這裡的4曲線是臨界點，如果選取的Q值曲線大于4，LLC會工作在ZCS區域，這樣就不對了

接下來是仙童資料的一段話，個人覺得很有用，它可以告訴我們在什麼樣的情況下選擇哪種工作模式

用通俗一點的話來講解這段，（首先解釋下這裡為什麼用軟換流這個詞，因為對于單個二極管來說都是零電流導通，但不一定是零電流關斷，我在這裡理解成不是零電流關斷就是CCM，零電流關斷就是CCM了，這樣感覺會理解簡單點）所以這段話也就是教我們什麼時候讓工作在DCM，什麼時候工作在CCM。可以按照我們對反激的理解來解讀。

當輸出電壓很高的時候，這個時候的輸出整流管是沒有辦法用肖特基二極管的（肖特基二極管的電壓一般是200V以下）如果工作CCM模式就會有反向恢複電流的問題，二極管的反向恢複損耗會比較大，所以一般會選擇DCM，工作在DCM模式的話，工作頻率就要小于諧振頻率。諧振周期就會小于工作周期。

當輸出電壓不高的時候，可以用肖特基二極管，基本可以忽略反向恢複問題，那麼就可以工作在CCM模式，工作在CCM模式的好處是峰值電流會小（這裡講的是環流）會降低通态的損耗，對效率有好處。工作在CCM模式的話，工作頻率就要大于諧振頻率，諧振周期大于工作周期。

現在開始按照我自己的實例設計參數

1，輸入标稱電壓400V（前級有PFC）

2，輸出參數64V,3A

3，掉電維持時間20ms

4，PFC輸出直流電容150UF

确定系統各項指标：（因為輸出電壓64V，比較高，就假設效率94%）

1，輸入功率PIN=PO/η=64*3/0.94=204

2，最大輸入電壓VINMAX=VOPFC=400V

3，最小輸入電壓VINMIN=√VOPFC^2-2PIN*Thd/Cdl=√400^2-2*204*0.02/150*10^-6=325V

(此公式怎麼來的也不太清楚，隻是套用）

根據這個公式知道最小輸入電壓跟掉電維持時間，輸入電容有很大的關系）

這裡我還是把最小輸入電壓設為350V,此時可能掉電維持時間會比較短，我輸入電容容量沒法加大，所以還是用150UF。掉電維持時間問題就先不管了。

3，諧振曹璐最大增益與最小增益

我們設計的最好狀态莫非是在滿載的情況下FS=FO，我們正常工作的PFC電壓400V就是最大輸入電壓，此時的增益應該就是最小增益了。

由上面的公式知道，當FS=FO時，即W=WO時，增益M隻跟m有關（m=LP/LR)

M=√m/m-1，所以Mmin=√6/6-1=1.1(這裡m取值6，之前講過，m取值範圍是3-7）

最大增益Mmax=（vopfc/vinmin）*Mmin=400/350*1.1=1.26

4，确定匝數比

n=NP/NS=(VINMAX/2*VO VD)*Mmin,(我也不太清楚這裡為什麼要乘以Mmin),n=400/2*64 0.7=3.108

5，确定諧振槽阻抗RAC

RAC=8n^2*RO/π^2=8*3.108^2*(64/3)/3.14^2=167Ω

式3

6，接下來是最重要的一步，Q值的選取。

下圖是一大師計算出來耳朵Q值的計算公式，他這裡的Q=0.95QMAX，這樣的話峰值增益就不需要餘量了，直接用1.26來計算就行，如果峰值增益留15%餘量的話，Q值就不需要餘量了

Q=0.95QMAX=(0.95/6*1.26)*√6 (1.26^2/1.26^2-1)=0.37

7，計算諧振槽，Q值計算出來，諧振參數就好計算了

Q=WO*LR/RAC,LR=Q*RAC/WO=0.37*167/2*3.14*100*10^3=98UH

LP=m*LR=6*98=588UH

Q=1/WO*CR*RAC,CR=1/Q*WO*RAC=1/0.37*2*3.14*100*10^3*167=26NF

最小開關頻率的計算

FMIN=FR/√1 m*（1-1/GMAX^2）=56KHZ

初級匝數的計算,這個的計算方式跟反激基本一樣

NPmin=VOR*DMAX/AE*BE*FMIN 這裡的VOR=N(VO VF) DMAX=0.5,

NPmin=3.108*(64 0.7)/2*56*10^3*161*10^-6*0.3=37.15

NP=N*NS>NPmin=3.108*13=40.4

所以這裡NP=40，NS=13

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