在一般的隔離電源中,光耦隔離反饋是一種簡單、低成本的方式。但對于光耦反饋的各種連接方式及其區别,目前尚未見到比較深入的研究。而且在很多場合下,由于對光耦的工作原理理解不夠深入,光耦接法混亂,往往導緻電路不能正常工作。本研究将詳細分析光耦工作原理,并針對光耦反饋的幾種典型接法加以對比研究。
1、常見的幾種連接方式及其工作原理常用于反饋的光耦型号有TLP521、PC817等。這裡以TLP521為例,介紹這類光耦的特性。
TLP521的原邊相當于一個發光二極管,原邊電流If越大,光強越強,副邊三極管的電流Ic越大。副邊三極管電流Ic與原邊二極管電流If的比值稱為光耦的電流放大系數,該系數随溫度變化而變化,且受溫度影響較大。作反饋用的光耦正是利用“原邊電流變化将導緻副邊電流變化”來實現反饋,因此在環境溫度變化劇烈的場合,由于放大系數的溫漂比較大,應盡量不通過光耦實現反饋。此外,使用這類光耦必須注意設計外圍參數,使其工作在比較寬的線性帶内,否則電路對運行參數的敏感度太強,不利于電路的穩定工作。
通常選擇TL431結合TLP521進行反饋。這時,TL431的工作原理相當于一個内部基準為2.5V的電壓誤差放大器,所以在其1腳與3腳之間,要接補償網絡。
圖2所示接法的工作原理是:當輸出電壓升高時,原邊電流If增大,輸出電流Ic增大,由于Ic已經超過了電壓誤差放大器的電流輸出能力,com腳電壓下降,占空比減小,輸出電壓減小;反之,當輸出電壓下降時,調節過程類似。
常見的第3種接法,如圖3所示。與圖1基本相似,不同之處在于圖3中多了一個電阻R6,該電阻的作用是對TL431額外注入一個電流,避免TL431因注入電流過小而不能正常工作。實際上如适當選取電阻值R3,電阻R6可以省略。調節過程基本上同圖1接法一緻。
常見的第4種接法,如圖4所示。該接法與第2種接法類似,區别在于com端與光耦第4腳之間多接了一個電阻R4,其作用與第3種接法中的R6一緻,其工作原理基本同接法2。
在比較之前,需要對實際的光耦TLP521的幾個特性曲線作一下分析。首先是Ic-Vce曲線,如圖5,圖6所示。
由圖5、圖6可知,當If小于5mA時,If的微小變化都将引起Ic與Vce的劇烈變化,光耦的輸出特性曲線平緩。這時如果将光耦作為電源反饋網絡的一部分,其傳遞函數增益非常大。對于整個系統來說,一個非常高的增益容易引起系統不穩定,所以将光耦的靜态工作點設置在電流If小于5mA是不恰當的,設置為5~10mA較恰當。
此外,還需要分析光耦的Ic-If曲線,如圖7所示。
由圖7可以看出,在電流If小于10mA時,Ic-If基本不變,而在電流If大于10mA之後,光耦開始趨向飽和,Ic-If的值随着If的增大而減小。對于一個電源系統來說,如果環路的增益是變化的,則将可能導緻不穩定,所以将靜态工作點設置在If過大處(從而輸出特性容易飽和),也是不合理的。需要說明的是,Ic-If曲線是随溫度變化的,但是溫度變化所影響的是在某一固定If值下的Ic值,對Ic-If比值基本無影響,曲線形狀仍然同圖7,隻是溫度升高,曲線整體下移,這個特性從Ic-Ta曲線(如圖8所示)中可以看出。
由圖8可以看出,在If大于5mA時,Ic-Ta曲線基本上是互相平行的。
根據上述分析,以下針對不同的典型接法,對比其特性以及适用範圍。本研究以實際的隔離半橋輔助電源及反激式電源為例說明。
第1種接法中,接到電壓誤差放大器輸出端的電壓是外部電壓經電阻R4降壓之後得到,不受電壓誤差放大器電流輸出能力影響,光耦的工作點選取可以通過其外接電阻随意調節。
按照前面的分析,令電流If的靜态工作點值大約為10mA,對應的光耦工作溫度在0~100℃變化,值在20~15mA之間。一般PWM芯片的三角波幅值大小不超過3V,由此選定電阻R4的大小為670Ω,并同時确定TL431的3腳電壓的靜态工作點值為12V,那麼可以選定電阻R3的值為560Ω。電阻R1與R2的值容易選取,這裡取為27k與4.7k。電阻R5與電容C1為PI補償,這裡取為3k與10nF。
實驗中,半橋輔助電源輸出負載為控制闆上的各類控制芯片,加上多路輸出中各路的死負載,最後的實際功率大約為30w。實際測得的光耦4腳電壓(此電壓與芯片三角波相比較,從而決定驅動占空比)波形,如圖9所示。對應的驅動信号波形,如圖10所示。
圖10的驅動波形有負電壓部分,是由于上、下管的驅動繞在一個驅動磁環上的緣故。可以看出,驅動信号的占空比比較大,大約為0.7。
對于第2種接法,一般芯片内部的電壓誤差放大器,其最大電流輸出能力為3mA左右,超過這個電流值,誤差放大器輸出的最高電壓将下降。所以,該接法中,如果電源穩态占空比較大,那麼電流Ic比較小,其值可能僅略大于3mA,對應圖7,Ib為2mA左右。由圖6可知,Ib值較小時,微小的Ib變化将引起Ic劇烈變化,光耦的增益非常大,這将導緻閉環網絡不容易穩定。而如果電源穩态占空比比較小,光耦的4腳電壓比較小,對應電壓誤差放大器的輸出電流較大,也就是Ic比較大(遠大于3mA),則對應的Ib也比較大,同樣對應于圖6,當Ib值較大時,對應的光耦增益比較适中,閉環網絡比較容易穩定。
同樣,對于上面的半橋輔助電源電路,用接法2代替接法1,閉環不穩定,用示波器觀察光耦4腳電壓波形,有明顯的振蕩。光耦的4腳輸出電壓(對應于UC3525的誤差放大器輸出腳電壓),波形如圖11所示,可發現明顯的振蕩。這是由于這個半橋電源穩态占空比比較大,按接法2則光耦增益大,系統不穩定而出現振蕩。
實際上,第2種接法在反激電路中比較常見,這是由于反激電路一般都出于效率考慮,電路通常工作于斷續模式,驅動占空比比較小,對應光耦電流Ic比較大,參考以上分析可知,閉環環路也比較容易穩定。
以下是另外一個實驗反激電路,工作在斷續模式,實際測得其光耦4腳電壓波形,如圖12所示。實際測得的驅動信号波形,如圖13所示,占空比約為0.2。
因此,在光耦反饋設計中,除了要根據光耦的特性參數來設置其外圍參數外,還應該知道,不同占空比下對反饋方式的選取也是有限制的。反饋方式1、3适用于任何占空比情況,而反饋方式2、4比較适合于在占空比比較小的場合使用。
3、結束語本研究列舉了4種典型光耦反饋接法,分析了各種接法下光耦反饋的原理以及各種限制因素,對比了各種接法的不同點。通過實際半橋和反激電路測試,驗證了電路工作的占空比對反饋方式選取的限制。最後對光耦反饋進行總結,對今後的光耦反饋設計具有一定的參考價值。
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