說到什麼是拓撲相信不少人“愛在心頭口難開”，似乎知道但好像很難用語言來表達。其實拓撲一詞來源于數學，在數學上拓撲“Topology” 指的是一種現代幾何學，研究的是點、線、面的相互連接關系，比如下面這個是一種拓撲：

在計算機網絡方面拓撲一詞用得也非常之多，比如像這樣：

或這樣

開關電源也不例外，開關電源各種元器件的連接或相互關系也是一種網絡，這種元器價的特定的連接關系就稱為拓撲，換句話說，拓撲是元器件的一種特定連接關系。那麼 開關電源有多少種拓撲？

估計沒人知道

為何采用開關電源？答案很簡單，效率高損耗小。效率高必定損耗小，或損耗小必定效率高，因此說“效率高損耗小”一半是廢話。我們從最簡單的線性穩壓電源說起，如圖：

Vin = 輸入電壓Vout = 輸出電壓Rs = 可調串聯電阻Is = 分流電路RL 負載假設我們保持Rs不變，于是為了保持輸出電壓不變則Is需不斷調整，負載重則Is減小，負載輕則Is加大，沒有負載時Is最大，所有損耗都在Rs上，這是很常見的我們稱為并聯型穩壓電路。如果換一種思路，去掉Is分流電路，由Rs根據負載變化不斷調整阻值以保持輸出不變，這就構成了串聯型穩壓電源。廣泛使用的三端穩壓器就屬于串聯型穩壓電源。在串聯型穩壓電源電路中，如果Rs為零則損耗為零，如果Rs為無窮大則損耗同樣為零，開關電源的思路由此産生，于是人們想到用半導體器件代替Rs并且工作于開關狀态通過輸出端增加電感電容濾波來保持輸出不變，由此開關電源誕生了。

講開關電源總是從Buck起步，我們也不例外，精通了Buck原理就基本就精通了開關電源原理，好像有點誇張了。不管怎麼樣，Buck是基礎，弄清原理是必須的。Buck什麼意思？降壓！又叫Step-down。如果你去查什麼英漢字典，你會發現Buck一詞的解釋似乎與降壓毫不相幹，不管了，記住就是了。再次認識一下Buck，記住三節點中電感在輸出端。

但以後凡看到電感輸出便可知道是Buck電路，再複雜的電路也逃不掉基本規律，我們看一下MC34063集成開關穩壓器，一顆古老的芯片，由于性能卓越一直在應用。看看這個接法構成什麼拓撲？

不難看出，電感 L 接在輸出端，因此是降壓電路，或者說是Buck電路，或者說是Buck拓撲，都是一個意思。以後看到其他集成開關穩壓器一眼就能看出是不是Buck

記住Buck輸出電壓公式：對于CCM： Vout = Vin * D， D - 占空比DCM的公式就不要記了，挺複雜的，而且對幫助理解Buck沒什麼用處，用到時再查資料不遲。

看一下Buck拓撲波形圖，雖然分析波形圖是很枯燥的事，但是是必須的，強打起精神也要看一看。

結合上面兩個圖可以看出：Q1導通，電感兩端電壓為Vin - Vout，總輸入電流呈線性上升（電感電流不能突變），電感電流與輸入電流一樣線性上升。Q1關斷，電感電壓反向（想一想為何？），輸入電流為零，電感電流線性下降。上面的波形圖有兩個特點：1）輸入電流斷續，電感電流連續2）電感電流最小時不為零，這種電感電流不為零稱為連續導通也就是我們常說的CCM模式（Continue Conduct Mode）如果上面兩個圖看懂了，那麼恭喜你，你入門了。怎麼樣，入門很簡單吧。哈，這是對初學者說的哦，高手定然不削一笑。

那麼是不是真的都入門了呢，不見得，我們來看看最簡單的占空比問題，我們知道，如下波形的占空比為：D= t/T

但是這樣的波形是不是也有占空比？有的話怎麼定義？又怎麼計算？

還有這個呢？

看似問題簡單估計能說得出的寥寥無幾了。MOS管導通時的電流流向，注意電感兩端電壓方向，二極管D1此時是截止的，如圖，這個不難理解，權當複習：

MOS管關閉時電流流向。MOS管關閉後電路中MOS管等于開路，電流流向如圖，注意電感兩端電壓反向了（為何？），此時D1導通，起到續流的作用，因此叫續流二極管。

輸出電流是多大呢？看看波形便知：

至此，如果以上部分都理解了，再次恭喜你，你已入了二道門了，當然離精通還是有距離的，敬請關注，有任何問題務必提出。精通拓撲已是指日可待了。

CCM模式已見識過了，那麼還有BCM和DCM是怎麼一會事呢？其實也不難理解，如圖是BCM模式，什麼特點？電感電流最小剛好到下邊界（邊界 = Boundary）因此稱為BCM（Boundary Continuous Mode）。

DCM模式也很好理解，如圖，電感電流是斷續的（斷續 = Discontinuou），因此稱為DCM（Discontinuous Continuous Mode）Buck入門到此為止。

Boost拓撲快要開始啦，我們先來看看幾個基本概念，如下圖，請選擇 a，b，c，d。各位看看如選？

a）左面灌電流右面拉電流b）左面灌電流右面灌電流c）左面拉電流右面灌電流d）左面拉電流右面拉電流

a）左面灌電流右面拉電流b）左面灌電流右面灌電流c）左面拉電流右面灌電流d）左面拉電流右面拉電流

參考一下以下兩個圖

sink 和 source 是在電路中經常出現的兩個詞。Source = 源，比如電源，源總是提供能量的，中文教科書中稱電流流出為拉電流，拉總是拉出，沒有拉進的。也就是流出。Sink = 英文中叫水槽，槽裡面的水總歸是灌進去的，沒有說灌出來的，也就是流進。這兩個概念是常用的，需正确理解。

繼續 Boost，Boost在英文裡是提高的意思，顧名思義，Boost拓撲就是升壓，Boost電路的輸出一定是大于輸入的。照例我們先來認識一下Boost拓撲結構。

不難發現，電感在三節點中位于輸入位置，這是判斷Boost拓撲的簡單方法。我們看一個實際例子，仍以MC34063為例，如圖，很容易識别出這是升壓電路，即Boost 拓撲。

先熟悉一下Boost電路輸出電壓公式：CCM工作模式時，Vout = Vin/（1-D），D為占空比

Boost的原理其實也不複雜，說原理少不了借助于波形圖，如圖

1）MOS管Q1導通，電感一端被接地，輸入電壓對電感充電。2）電感兩端 = 輸入電壓3）電感電流線性上升（電感電流不能突變）4）MOS管關斷，電感電壓反向（為何？）5）電感通過二極管向負載供電周而複始，Boost原理也并不複雜。

其實 Boost 拓撲是非常常見的，用得最多的地方可能就是PFC（功率因素矯正），比如以下摘自Onsemi 的 datasheet的中的PFC電路。

用得更多的要數ST的 L6562，其實際電路如下：

以上兩例不難識别 Boost 拓撲，其電感位置總是在三節點的輸入端。

再來看看輸出電壓公式：Vout = Vin/（1-D）從公式中可以看出随着占空比 D 的加大，1-D --> 0，輸出電壓便越來越高，也就是 Boost 了。但 D 是否可以無限加大以至于接近 1 呢？答案是否定的，由于MOS管的非理想性、雜散電容的影響、及電感電容等各種損耗的關系，輸出電壓随占空比的上升到一定的值會下跌，最慘的情況會跌倒零。如圖所示。通常占空比做到0.5左右基本差不多了。到0.75已經是極限了。

再次認識 Buck - Boost，如圖，因為電感接地可知是 Buck - Boost。

Buck - Boost 的輸出如何既能高于輸入也能高于輸出而不要改變電路？當占空比大于50%時輸出高于輸入，占空比小于50%時，輸出低于輸入。Buck - Boost 其實很少實際使用在這兩種狀态，通常要麼使用在Buck狀态要門使用在Boost狀态。Buck - Boost的最大貢獻其實是由此演變出Flyback，俗稱反激，而flyback是最常用的的一種拓撲，一般估計電源中70%是flyback，因此掌握flyback是非常必要的。

Buck - Boost 怎麼會衍生出 flyback 的呢？沒人知道吧？呵呵，很簡單啊，這是基本Buck - Boost

然後有人把電感 L 做雙線并繞，成了這樣，完全沒問題吧。

然後把兩組線圈分開也沒問題吧，成了這樣，看到沒有，原邊副邊是絕緣的。

這MOS管放上面不太好控制啊，那就換個位置吧，同時把同名端換一下，于是成了這樣

Flyback 于是誕生啦，我們習慣稱為反激，何為反激？原邊導通則副邊不導通，原邊關斷副邊導通。

以下幾個小問題估計99%網友不知道，先看這兩個：1）兩個晶體三極管，一個PNP一個NPN，兩個三極管的BVCBO（耐壓）相同，兩個三極管的HFE（放大倍數）相同，請問兩個三極管的BVCEO是否一樣？如果不一樣，哪個耐壓高？2）晶體三極管的耐壓是否與HFE有關？如果有關則HFE大的耐壓高還是HFE低的耐壓高？

看這個問題：假如晶體三極管的耐壓 BVCEO=400V，如圖：

則這樣接法CE 間的耐壓大于400V嗎？

如果B和E之間加一個電阻則CE間的耐壓大于400V嗎？

看這張圖，以上幾個問題一目了然。

以上兩個問題看這個公式便知，BVCBO和HFE一樣的時，NPN的BVCEO比PNP管高。另外，HFE越大耐壓越低。

認識一下标準的反激開關電源的基本組成，如圖所示，與基本拓撲相比僅僅增加了Rs、Cs、D2，這三個元器件起鉗位作用，抑制由變壓器漏感産生的尖峰電壓，使MOS管的漏極電壓VDS控制在一個合理的範圍内，不至于因漏感尖峰電壓造成MOS管的擊穿。此電路加上電源、加上PWM信号就可工作了。至于反激電源的設計計算已經有太多的帖子了，暫時不多讨論了。

反激拓撲雖然廣泛使用，據稱開關電源中有70%是反激拓撲的開關電源，但反激拓撲也有其不足之處，反激不需要輸出電感，全靠輸出電容濾波，因此當輸出電流大于10A時，所使用的電容容量逐漸成為巨無霸了，并且功率大于100W以後很多元器件的電流電壓應力會越來越大，因此大功率大電流場合不得不舍棄反激，正所謂梁園雖好終非久留之地，選什麼拓撲好呢？-- “正激”粉墨登場。我們先來認識一下正激的基本原理，如圖所示：

正激在原邊加正向電壓MOS管導通時，付邊的的輸出符合變壓器原理，即：Vs = n* VinVs ： 變壓器付邊輸出電壓n：匝比 = Ns/NpVin：輸入電壓由上式可知正激拓撲不難理解。注意原邊還有個繞組稱為複位繞組，付邊有一個二極管稱為續流二極管。

前面提到正激變換符合變壓器原理，即付邊的電壓與原邊的關系是Vs = n*VinVs：付邊輸出電壓n：匝數 = Ns/NpVin：原邊電壓注意這是指原邊導通時付邊的輸出電壓，然而，原邊MOS管并不是一直導通，而是根據PWM信号處于“開”和“關”狀态，因此實際加在原邊線圈上的電壓為PWM信号的占空比 D和輸入電壓Vin的乘積，因此原邊線圈電壓為：Vin*D，于是付邊的輸出電壓為：Vs = n*Vin*D這就是正激變換器的付邊輸出電壓的公式，如果忽略二極管的壓降則不難看出輸出電壓Vout 為付邊電壓減去電感兩端電壓，即：Vout = Vs - VL而電感兩端電壓為：VL = L*△IL/△tL： 電感量電感上壓降很小，如果忽略此壓降則：Vout = Vs再次熟悉一下正激拓撲：

由于供電電壓 Vin 是直流，因此流過Np的勵磁電流永遠都是一個方向，這就帶來一個問題，MOS管每導通一次，磁芯的磁通強度就增大一點，這樣用不了幾個脈沖磁芯就會飽和，怎麼辦呢？當然方法有好幾種，最經典的就是在再繞一組線圈，負責在MOS管關斷期間退磁，這組線圈就稱為複位線圈NR， R = Reset。由圖可見複位線圈的同名端與勵磁線圈的同名端是相反的，這樣才能使勵磁電流和退磁電流方向相反，才有可能将磁芯中的磁通退到零，以保證下一MOS管導通時磁芯中沒有剩餘磁通。那麼複位線圈繞多少圈比較好呢？原邊MOS管導通的占空比最大可以是多少呢？

為了讀貼方便，再次把貼上。

見上圖，複位線圈在複位過程中會産生“反射電壓” VR（互感關系，R = Reflect），此電壓大小為：VR = （Np/NR）* VinNp：勵磁線圈匝數（primary coil）NR：複位線圈匝數（Reset coil）Vin：輸入電壓仔細對照一下上圖可以看出Np線圈上的電壓與輸入電壓是串聯關系，并且加在MOS管兩端，因此MOS管承受的電壓為Vin VR。根據伏秒平衡原理可得：(1-Dmax) = (NR/Np) * DmaxDmax = 1/[1 (NR/Np)] 看分母中的 NR/Np，不同 NR/Np 比值可得到不同的Dmax值，當NR/Np = 1 時，DMAX = 0.5但是不同的 Dmax 對電路有不同的影響，究竟有什麼影響呢？

上一樓提到複位線圈在複位過程中産生的“反射電壓”為：VR = （Np/NR）* VinNp：複位線圈的匝數NR：勵磁線圈的匝數Vin：輸入電壓所謂反射電壓就是複位線圈産生的電壓感應到勵磁線圈上，而勵磁線圈的總的承受的電壓為 Vin VR， 如果VR如果大了則MOS管承受的電壓應力就大了，而 VR 與 Np 和 NR 匝比有關，從上述公式中可以知道 Np/NR 愈大則 VR 愈大，也就是說 NR 越小感應電壓越高，複位線圈中的瞬時電流也越大，但是複位時間短了（電流大消磁快），線徑需要比較粗。反之，複位線圈圈數多了，反射電壓也低了，MOS管承受的電壓也低了，線徑可以細一點了，但複位時間長了。綜合考慮，通常取 Np = NR，這樣加工線圈比較方便，占空比也因此為0.5， 總的性能折中下來比較好。

以上所談的正激，用了一個MOS管，又是正激，因此這樣的拓撲就叫單管正激。相信各位常常聽到這樣的叫法，到此你應該對單管正激的工作原理有了基本的了解。單管正激通常用于100W-300W的電源。這樣的單管正激是不是很理想？不，問題很大，比如，做一個輸出20A的單管正激，很明顯，輸出二極管的的功耗非常大，粗略估算，20A的二極管其正向壓降可達1.8V，那麼功耗差不多會有 20 * 1.8 = 36W，這二極管那個燙啊你手都摸不上去，如果你的外殼是塑料，用不了多久外殼變形啦，周圍的元器件被烤燙了。

有牛人用MOS管代替二極管弄出了所謂的同步整流，見下圖，效率大大提高。可惜了我怎麼想不出來，不過想想也就釋然了，因為我不是牛人，我們把牛人的思路搞清了也就站在了牛人的肩膀上了。

同步整流更常見的畫法如下：

為何稱為同步整流？什麼和什麼同步？同步整流怎麼就效率高了呢？

這個世界是對立的同一，有男就有女，有天就有地，有反激就有正激，有軟開關就有硬開關，同樣有同步整流就有非同步整流，估計90%的網友不知道還有非同步整流。那什麼是同步整流呢？什麼是非同步整流呢，看一下圖立刻就可以明白了。

見圖，左邊是非同步整流，右邊是同步整流，非同步整流就是最常見的的二極管整流，同步整流又稱為有源整流（active rectification），一般通過有源器件進行控制的整流。分析一下上面的圖可知：左圖上面的開關是用MOS管代替開關的，無論MOS管處于怎樣的狀态都不會使電路失控，而右圖的兩個開關就需要掌握好時序，一旦兩個開關同時接通MOS管立刻燒毀，因此一開一關需同步，上管接通必須下管是斷開的，上管斷開下管才能接通，而且這一開一關需要留有一定的餘地，也就是說上管斷開後稍微等待一段時間下管才能接通，這個時間差就稱為死區時間。

同步整流主要應用場合是低壓大電流，同步整流解決了大電流的場合，那麼正激還有什麼問題要解決呢？前面提到，複位線圈會在勵磁線圈中産生感應電壓，此電壓稱為反射電壓，且與輸入電壓是串聯的，其大小為 VR = Np/NR * Vin，MOS管兩端的電壓為 Vmos = Vin Np/NR * Vin，。Vmos：MOS管兩端電壓Np/NR：勵磁線圈匝數NR：複位線圈匝數Vin：輸入電壓如果勵磁線圈和複位線圈的圈數相同則 Np/NR = 1，也就是說複位過程中MOS管要承受兩倍的輸入電壓，如果輸入電壓比較高那對MOS管來說可不是什麼好事。

怎麼解決兩倍電壓問題呢？

RCD箝位，有源箝位我們暫且按下不表，先來看一下雙管正激（Two-Switch Forward Converter）是怎麼做到MOS管不再承受雙倍的電壓應力而的，請先認識一下雙管正激的基本拓撲，各位請不要吝啬時間，花半分鐘的時間默默記下雙管正激的拓撲構成。

雙管正激中，MOS承受的電壓與輸入電壓相同，那是怎麼做到的呢？

其實雙管正激原理相當簡單，我們用示意圖來表示如下：見圖，雙管正激總是兩個MOS管同時導通和同時關閉。不難看出雙管同時導通時MOS管承受的電壓為電源電壓，二極管 D1 和 D2此時是反向截止的。

兩管同時關閉時，原邊勵磁線圈電壓極性反轉成下正上負（如果不能理解這一點則需要翻一下電磁學的書了），大小與輸入電壓相同。此時二極管D1和D2導通，MOS管承受的電壓不會高于電源電壓

如果這兩個圖看懂了，那麼恭喜你雙管正激的的原理你已掌握。雙管正激的不便之處在于兩MOS的管驅動通常需要用采用驅動芯片。

RCD 鉗位是一種低效率的方法，但電路相當簡單，而且占空比不再局限在小于 0.5，可以大于0.5，這是通過調整電阻的阻值來實現的，電阻阻值小了放電自然就快了。 RCD 鉗位對于不在乎效率的場合不失為一種簡單有效的方法。同時 RCD 鉗位并不是單管正激所特有，其鉗位原理和反激變換器的 RCD 鉗位完全一樣，比較一下兩者的電路拓撲自然就明白，左邊的是反激，右邊的為正激，可以看出除了變壓器的同名端不同外，其餘完全一樣。

小知識：有源的稱為器件，比如三極管、二極管、集成電路等，無源的稱為元件，比如電阻電容電感等。故有半導體器件廠，無線電元件廠之分。

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